Nghịch lưu đa mức trên cơ sở bộ biến đổi kiểu ma trận với các khâu DC liên kết cách ly tần số cao

Mọi ý kiến đóng góp xin gửi vào hòm thư: [email protected]

Kéo xuống để Tải ngay đề cương bản PDF đầy đủ: Sau “mục lục” và “bản xem trước”

(Nếu là đề cương nhiều công thức nên mọi người nên tải về để xem tránh mất công thức)

Đề cương liên quan: MÃ HÓA DỮ LIỆU – CÂN BẰNG GIỮA SỰ BẢO MẬT VÀ HIỆU SUẤT THỰC THI ỨNG DỤNG

---

Tải ngay đề cương bản PDF tại đây: Nghịch lưu đa mức trên cơ sở bộ biến đổi kiểu ma trận với các khâu DC liên kết cách ly tần số cao

TẠP CHÍ KHOA HỌC, TRƢỜNG ĐẠI HỌC HỒNG ĐỨC – SỐ 24. 2015

 

 

NGHỊCH LƯU ĐA MỨC TRÊN CƠ SỞ BỘ BIẾN ĐỔI KIỂU MA TRẬN VỚI CÁC KHÂU DC LIÊN KẾT CÁCH LY TẦN SỐ CAO

 

Lê Phƣơng Hảo¹, Trần Hùng Cƣờng¹

 

TÓM TẮT

 

Nghịch lưu đa mức (Multi-level inverters MLI) với ưu điểm đưa ra được điện áp đầu ra với thành phần sóng hài tốt và điện áp trên các mạch cơ sở chỉ bằng biên độ điện áp ra chia cho số mức n . Tuy nhiên số mức yêu cầu tương đương với số mạch một chiều càng cao sẽ nảy sinh càng nhiều vấn đề và là một khó khăn lớn , nhất là với yêu cầu phải cách ly và có khả năng trao đổi công suất hai chiều . Bài báo này giới thiệu cấu trúc bộ biến đổi đa mức dùng cầu chữ H nối tầng với điểm khác biệt là các mạch cơ sở dùng biến tần kiểu ma trận trên các van bán dẫn hai chiều . Với ưu điểm là c ác mạch cơ sở kiểu ma trận thực hiện liên kết trực tiếp, trao đổi công suất hai chiều với khâu biến đổi DC-AC trung gian tần số cao, nhờ đó giảm được kích thước của biến áp cách ly. Bài báo cũng trình bày phương pháp điều chế, xây dựng các mạch vòng điều chỉnh cho một nghịch lưu 7 mức có khả năng nối lưới. Các yêu cầu đặt ra được kiểm chứng qua các kết quả mô phỏng.

 

Từ khóa: Nghịch lưu đa mức

 

1. ĐẶT VẤN ĐỀ

 

Trong những năm gần đây nguồn năng lƣợng mới nhƣ năng lƣợng gió, năng lƣợng mặt trời,… đã và đang đƣợc quan tâm rất nhiều do nhu cầu về nguồn năng lƣợng này là rất cần thiết. Song, do đặc điểm là các nguồn năng lƣợng này có công suất nhỏ lẻ, phân bố rời rạc và không ổn định chính vì vậy sẽ không đảm bảo tính liên tục cung cấp điện cho các hộ phụ tải. Một nhƣợc điểm nữa đó là các bộ biến đổi nguồn DC -AC hoặc AC-AC sử dụng các linh kiện điện tử , các van bán dẫn để chuyển đổi nguồn điện trƣớc khi cung cấp cho phụ tải chỉ chịu đƣợc mức điện áp và công suất hạn chế và đặc biệt là chƣa có khả năng trao đổi công suất hai chiều . Chính vì vậy cần phải có một chiến lƣợc điều khiển kiểm soát tốt các các nguồn năng lƣợng này để nâng cao chất lƣợng điện năng phục vụ cho tải tiêu thụ và mục tiêu lớn là hòa vào lƣới điện quốc gia. Biến tần đa cấp đã đạt đƣợc nhiều sự chú ý trong những năm gần đây nhƣ là một giải pháp hiệu quả cho các ứng dụng công suất lớn và điện áp cao. Biến tần đa cấp có thể tạo ra điện áp dạng sin từ các bƣớc điện áp nhỏ hơn từ các nguồn DC cách ly hoặc từ các cấp điện áp dùng bộ phân áp bằng một loạt tụ. Biến tần đa cấp có thể là khâu biến

 

• Giảng viên khoa Kỹ thuật – Công nghệ, trường Đại học Hồng Đức

34

 

TẠP CHÍ KHOA HỌC, TRƢỜNG ĐẠI HỌC HỒNG ĐỨC – SỐ 24. 2015

 

đổi năng lƣợng điện lý tƣởng cho kết nối các nguồn năng lƣợng tái tạo với lƣới điện, bao gồm hầu hết các nguồn phân tán nhƣ pin mặt trời, pin nhiên liệu, tua-bin điện sức gió [3]. Cấu trúc biến tần đa cấp đã đƣợc phát triển để có thể sử dụng các thiết bị đóng cắt bán dẫn với điện áp tƣơng đối thấp cho các ứng dụng yêu cầu điện áp cao, công suất lớn. Các nghiên cứu trƣớc đây cho thấy [3 – 5], lợi thế của các nghịch lƣu đa cấp dùng các khâu biến đổi nối tầng bao gồm: (1) các van bán dẫn chỉ phải đóng cắt ở tần số cơ bản (hoặc gần tần số này), do đó giảm đáng kể tổn hao do quá trình đóng cắt, (2) không cần dùng máy biến áp ở tần số lƣới cung cấp các mức điện áp cần thiết, (3) kết cấu kiểu mô – đun hóa nên cấu trúc mạch lực đơn giản hơn, số lƣợng thiết bị ít hơn, (4) vì không có biến áp hệ thống có thể đáp ứng nhanh hơn nhiều.

 

2. BỘ BIẾN ĐỔI DC-AC-AC DÙNG MATRIX CONVERTER

 

 

Hình 1. Sơ đồ bộ biến đổi DC-AC-AC dùng van bán dẫn hai chiều

 

Trong sơ đồ này các khâu đầu vào là các H-Bridge thông thƣờng. Khâu cách ly DC- AC đƣợc liên kết thông qua một biến áp tần số cao tạo sự cách ly độc lập tƣơng đối cần thiết giữa lƣới và tải kết nối với các cổng và nó làm việc trực tiếp với điện áp AC thông qua bộ chuyển đổi cyclo-converter để thực hiện trao đổi công suất hai chiều một cách linh hoạt. Khâu biến đổi AC-AC trực tiếp sử dụng van bán dẫn hai chiều, biến đổi điện áp dạng sóng chữ nhật, tần số cao f_pwm sang điện áp dạng sóng sin cơ bản tần số lƣới 50 Hz. Quá trình biến đổi có thể dùng nguyên lý cycloconverter để chuyển mạch tự nhiên [4, 5]. Quá trình điều chế cycloconverter tạo ra điện áp tần số thấp ở mỗi nửa chu kỳ, là dãy xung áp có độ rộng thay đổi từ 0 đến T_pwm, tùy thuộc vào vị trí cắt nhau của tín hiệu điều chế m(t) với xung răng cƣa của PWM.

 

3. ĐIỀU CHẾ PWM CHO BỘ BIẾN ĐỔI DC-AC-AC DÙNG MATRIX CONVERTER

 

Phƣơng pháp PWM và quá trình điều khiển chuyển mạch đƣợc giải thích qua đồ thị thời gian trên hình 2. Sóng răng cƣa tam giác đối xứng trên đồ thị hình 2.a có tần số f_s gồm hai hệ xung c₊(t) và c_–(t) ngƣợc nhau 180°. Xung điều khiển các van S1, S2, S3,

 

35

 

TẠP CHÍ KHOA HỌC, TRƢỜNG ĐẠI HỌC HỒNG ĐỨC – SỐ 24. 2015

 

S4 của nghịch lƣu bên phía sơ cấp máy biến áp HF đƣợc điều khiển đồng bộ với xung răng cƣa ở tần số f_s/2.

 

Giả sử m(t) đang dƣơng. Khi đầu ra phía thứ cấp là điện áp dƣơng u_f(+), giống nhƣ phƣơng pháp điều chế PWM một cực tính, ở phía thứ cấp máy biến áp HF hai van hai chiều V1, V2 điều khiển bởi tín hiệu ra của pwm⁺, là đầu ra của so sánh giữa tín hiệu sin mong muốn m(t) với xung răng cƣa c(t), còn nhánh van V3, V4 điều khiển tín hiệu ra của pwm^–, đầu ra khâu so sánh m(t) với c_–(t). Khi đầu ra thứ cấp máy biến áp là điện áp âm u_f(-) thì ngƣợc lại, V1 (gồm S1a, S1b) V2 (gồm S2a. S2b) điều khiển bởi pwm^–, còn V3 (gồm S3a, S3b), V4 (gồm S4a, S4b) bởi pwm⁺.

 

Thuật toán điều chế đƣợc xây dựng nhƣ giải thích qua các đồ thị trên hình 2. Tín hiệu u_f có biên độ +/- 1, tần số f_s/2, là tín hiệu điều khiển cầu S1, S2, S3, S4 bên phía sơ cấp máy biến áp HF. Tín hiệu +1 mở cặp van S1, S4, và -1 mở cặp van S3, S2. Tín hiệu đầu ra khâu so sánh của PWM cũng là +/- 1, gồm hai hệ thống u_pwm+ (là và u_pwm-). Khi đó lấy tích u_f*u_pwm+ và u_f*u_pwm- ta sẽ đƣợc ngay tín hiệu điều khiển van hai chiều V1, V3 và V2, V4 tƣơng ứng. Điểm đặc biệt của thuật toán điều chế ở đây là tín hiệu tích có tác dụng chỉnh lƣu lại điện áp ở đầu ra, bởi vậy tránh đƣợc phải sử dụng mạch logic phức tạp. Cần lƣu ý rằng đối với matrix converter thì V3 phải điều khiển ngƣợc với V1 và V2 ngƣợc với V4, điều này thể hiện trên đồ thị 2.e và 2.f. Các khoảng dẫn của van cũng đƣợc thể hiện trên đồ thị. Trên hình 2.g cho thấy dạng điện áp ra của matrix converter trong cả hai trƣờng hợp tín hiệu điều chế m(t) dƣơng và âm. Nhƣ vậy mạch logic có thể thiết kế thống nhất, khá đơn giản.

 

uc+	uc-	m(t)
(a)		t
		t
1
uf
(b)
-1
1
upwm+		t
(c)
-1
1
upwm-		t
(d)
-1
1
V1=uf*upwm+		t
V2=\V1

• -1

	1
V4=uf*upwm-																																							t
V3=\V4
(f)
	-1
	1			1	3	1	1  3		3	1	3	3  1		1	3	1	1  3		3	1	3	3  1		3	3	1 3		1	1	1	3  1		3	2	3	1 3		1
	2			4	4	4	2  4		2	2	2	4  2		4	4	4	2  4		2	2	2	4  2		4	2	2 4		4	2	4	4  2		2	4	2	2 4		4
	+Uf
	um(t)																																						t
(g)
	0
	-Uf

Hình 2. Mẫu xung điều khiển PWM cho matrix converter

 

36

 

TẠP CHÍ KHOA HỌC, TRƢỜNG ĐẠI HỌC HỒNG ĐỨC – SỐ 24. 2015

 

Mẫu xung điều khiển các van V1, V2, V3, V4 ứng với cả hai trƣờng hợp m(t) dƣơng và âm biểu diễn trên đồ thị hình 2e cùng với dạng xung của điện áp ra u_mc(t). Có thể thấy rằng điện áp ra có dạng của điều chế PWM một cực tính, khi m(t) dƣơng chỉ có các xung dƣơng và khi m(t) âm chỉ có các xung âm. Nếu biên độ điện áp xung chữ nhật ở thứ cấp máy biến áp HF là U_f thì điện áp ra u_mc(t) có 3 mức: +U_f, -U_f, và zero. Ở trạng thái ra không, dòng tải i_L ngắn mạch qua nhánh van (V1, V2) hoặc (V3, V4), không đi qua cuộn dây máy biến áp và không làm ngắn mạch máy biến áp. Điều này mang lại hiệu quả cao cho sơ đồ, khác với quá trình điều chế ngay bên phía sơ cấp máy biến áp. Khi điều chế bên phía sơ cấp để tạo trạng thái không bên thứ cấp, dòng phải chạy quẩn bên phía sơ cấp làm tăng phát nóng cuộn dây. Có thể thấy rằng điện áp đầu ra máy biến áp luôn có dạng xung chữ nhật đối xứng, biên độ +/-U_f, tần số f_s/2. Ký hiệu 4 trạng thái đƣợc phép của các van V1, …, V4 là (12), (14), (32), (34), tƣơng ứng với cặp van đóng (V1, V2), (V1, V4), (V3, V2), (V3, V4). Các trạng thái (V1, V3), (V2, V4) là không đƣợc phép vì làm ngắn mạch thứ cấp máy biến áp. Trạng thái (12) và (34) là hai trạng thái không, ngắn mạch đầu ra làm điện áp ra bằng không.

 

4. HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CHO BỘ BIẾN ĐỔI DC-AC-AC

 

 

 

Hình 3. Hệ thống điều khiển cho bộ biến đổi DC-AC-AC

 

5. NGHỊCH LƢU ĐA MỨC XÂY DỤNG TRÊN BỘ BIẾN ĐỔI DC-AC-AC

 

Có thể thấy rằng bộ biến đổi DC-AC-AC có phần một chiều cách ly qua khâu trung gian tần số cao và khâu AC-AC kiểu ma trận với mạch điều chế PWM và mạch

 

37

 

TẠP CHÍ KHOA HỌC, TRƢỜNG ĐẠI HỌC HỒNG ĐỨC – SỐ 24. 2015

 

logic điều khiển chuyển mạch nêu trên hoàn toàn tƣơng đƣơng với một nghịch lƣu cầu chữ H nhƣ một khâu biến đổi DC-AC thông thƣờng. Vì vậy có thể xây dựng một nghịch lƣu đa mức kiểu dùng cầu H nối tầng từ chính bộ biến đổi này, trong đó vai trò của phía một chiều cách ly sẽ thể hiện rõ trong cấu trúc bộ biến đổi back-to-back giới thiệu sau đây. Nghịch lƣu đa mức sử dụng phƣơng pháp điều chế phase-shift để phân tải đều nhau giữa các cầu H thành phần trong toàn dải thay đổi của biên độ dạng sin ra mong muốn.

 

HF

 

Udc1

V1b

 

V1a

 

HF

V1b

Udc2

L

V1a

 

HF

 

Udc3

R

 

V1b

 

V1a

 

Hình 4. Nghịch lƣu đa mức trên cơ sở bộ biến đổi DC-AC-AC

 

6. HỆ THỐNG ĐIỀU KHIỂN CHO BỘ BIẾN ĐỔI

 

 

 

Hình 5. Hệ thống điều khiển bộ biến tần đa mức xây dựng dựa trên bộ biến đổi DC-AC-AC

 

38

 

TẠP CHÍ KHOA HỌC, TRƢỜNG ĐẠI HỌC HỒNG ĐỨC – SỐ 24. 2015

 

7. SƠ ĐỒ MÔ PHỎNG BỘ NGHỊCH LƢU ĐA MỨC XÂY DỰNG TRÊN BỘ BIẾN ĐỔI DC-AC-AC

DC-AC converter with intermediate high frequency link. No modulation on primery side.

Discre te ,

Low frequency voltage is formed by PWM on secondary side using a matrix converter.

s  = 1e -006  s

fs=250 Hz, Uout=220VAC, 50Hz.

Breaker1

powergui

[LF_I]

L

LF

c

[I_HF1]

[G_H1]

i

1

2

–  +

+  v

[LF_U]

LF2

G_H

–

+

g

[G_L1]

LF1

IL

V

LF1

DC

G_L

AC

180V

Rd

Cdc

+

i

–

v

Udc

A

+  –

HF1

LF2

V1

–

B

I_HF

1

2

HF2

H Bridge

Subsystem

Breaker2

HF trans.

c

2

[G_H2]

1

g

[G_L2]

G_H

+

LF1

G_L

DC Rd1

+

v

A

–

HF1

180V1

V2

–

B

1

2

LF2

HF2

H Bridge1

Subsystem1

Breaker3

HF trans.1

c

2

[G_H3]

1

g

G_H

+

[G_L3]

LF1

G_L

DC

Rd2

C dc3

+  v

A

HF1

180V2

–

V3

–

B

1

2

LF2

HF2

H Bridge2

Subsystem2

HF trans.2

SineWav e

Gates high

[G_H1]

Saw

Out1

[G_L1]

Out2

HB

Gates low

Out3

Out4

PWM HF link Controller

Out5

Out6

HB1_G

SineWav e

Gates high

[G_H2]

Saw

HB2_G

Gates low

[G_L2]

1/3

HB3_G

HB

Gain2

HB1

PWM HF link Controller1

HB2

HB3

SineWav e

Gates high

[G_H3]

Sawtooth Generator

Saw

Gates low

[G_L3]

[LF_I]

HB

-K-

PI(s)

PWM HF link Controller2

Current

errror

Mod

index

[LF_U]

-K-

Gain

PI current

[LF_I]

Udc/3

PI(s)

Low Freq. Current

Current Ref . [LF_U]

Error_Udc

Low f req. v oltage

Current1

Timer

PI voltage

[I_HF1]

High f req. current

Error_Udc

Current

8. KẾT QUẢ

 

				LF Current [A]				300				HF Current [A]
200
150								200
100
50								100
0								0
-50
-100								-100
-1500	0.02	0.04	0.06	0.08	0.1	0.12	0.14	0.16   -2000	0.02	0.04	0.06	0.08	0.1	0.12	0.14	0.16
				Time [s]								Time [s]

400				LF voltage [A]									Udc/3
									200
200									150
0									100
-200									50
-400									0
									0	0.02	0.04	0.06	0.08	0.1	0.12	0.14	0.16
0	0.02	0.04	0.06	0.08	0.1	0.12	0.14	0.16

Time [s]	Time [s]

Kết quả mô phỏng cho ta thấy bộ van biến đổi hai chiều khi kết nối đa mức vẫn đảm bảo làm việc tốt. Nhƣ ta thấy trên hiển thị kết quả mô phỏng dòng trên tải i_load luôn đảm bảo là hình sin và khi nhận năng lƣợng của lƣới thì dòng điện cùng pha với điện áp đầu vào còn khi trả năng lƣợng về lƣới thì dòng điện ngƣợc pha với điện áp đầu vào. Nhƣ vậy bộ nghịch lƣu đa mức trên cơ sở bộ biến đổi kiểu ma trận

39

 

TẠP CHÍ KHOA HỌC, TRƢỜNG ĐẠI HỌC HỒNG ĐỨC – SỐ 24. 2015

 

với các khâu DC liên kết cách ly tần số cao không những vẫn đảm bảo đƣợc những ƣu điểm của bộ nghịch lƣu đa mức thông thƣờng mà bộ biến đổi này còn có khả năng trao đổi công suất hai chiều, điều khiển chuyển mạch van đơn giản dẫn đến điều chế cũng dễ dàng. Ngoài ra còn có khâu DC liên kết cách ly tần số cao không những cách ly sự làm việc độc lập giữa bên xoay chiều và một chiều mà việc dùng máy biến áp tần số cao còn có tác dụng hỗ trợ trong việc điều khiển chuyển mạch van dễ dàng và chính xác hơn.

 

9. KẾT LUẬN

 

Nhóm tác giả đã tìm hiểu, phân tích cấu trúc của bộ nghịch lƣu đa mức và khâu truyền dẫn công suất hai chiều Matrix-Converter; Nghiên cứu, phân tích phƣơng pháp điều khiển cho bộ nghịch lƣu. Trên cơ sở đó, phân tích và thiết kế thành công hệ thống điều khiển cho sơ đồ truyền dẫn công suất hai chiều Matrix-Converter. Nhóm cũng đã lập trình tính toán các thông số cho bộ điều chỉnh PID dùng trong các bộ biến đổi và xây dựng mô hình mô phỏng bộ nghịch lƣu đa mức, khâu truyền dẫn công suất hai chiều dùng Matix Converter. Đƣa ra các nhận xét, đánh giá các kết quả mô phỏng. Với kết quả hiện tại, bộ biến đổi hoạt động khá ổn định, và cho đáp ứng khá tốt với luật điều khiển đặt ra.

 

TÀI LIỆU THAM KHẢO

 

• José Rodríguez, Steffen Bernet, BinWu, Jorge O. Pontt, Samir Kouro; Multilevel Voltage-Source-Converter Topologies for Industrial Medium-Voltage Drives; IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, 54, NO. 6, DECEMBER 2007.

• S. Lai and F. Z. Peng, “Multilevel converters – A new breed of power converters,” IEEE Trans. Ind. Applicat., vol. 32, pp. 509 – 517,May/June 1996.

• José Rodríguez , Luis Luis, et al.; High-Voltage Multilevel Converter With Regeneration Capability; IEEE TRANSACTIONS ON INDUSTRIAL ELECTRONICS, VOL. 49, NO. 4, AUGUST 2002.

• Songquan Deng, Hong Mao, Joy Mazumdar, Issa Batarseh and Kazi Khairul Islam; A New Control Scheme for High-frequency Link Inverter Design; Applied Power Electronics Conference and Exposition, 2003. APEC ’03. Eighteenth Annual IEEE.

• Koutroulis, J.Chatzakis, K.Kalaitzakis and N.C.Voulgaris; A bidirectional, sinusoidal, high-frequency inverter Design; IEE Proc.-Electr. Power Appl., Vol. 148, No. 4, July 2001.

40

 

TẠP CHÍ KHOA HỌC, TRƢỜNG ĐẠI HỌC HỒNG ĐỨC – SỐ 24. 2015

 

• Li, J. N. Chiasson, L. M. Tolbert; Capacitor Voltage Control in a Cascaded Multilevel Inverter as a Static Var Generator; Power Electronics and Motion Control Conference, 2006. IPEMC 2006. CES/IEEE 5th International

• José Rodríguez, Luis Morán, “High-Voltage Multilevel Converter With Regeneration Capability”.

MULTI-LEVEL INVERTER BASED ON MATRIX CONVERTER CELLS WITH ISOLATED DC LINK OF HIGH FREQUENCY

 

Le Phuong Hao, Tran Hung Cuong

 

ABSTRACT

 

Multi-level inverters (MLI) can easily provide output voltage with reduced harmonic distortion and low voltage level on power switches. However, a large number of required DC sources, which is equal to the number of levels on output voltage, are a serious drawback, especially when power exchange and isolation are both required. This paper presents a structure of H bridge cascaded multi-level inverter based on matrix converter. The cell on matrix converter directly connected with AC side of the intermediated DC-AC high frequency link, thus provide two sides of power exchange. High frequency link helps reduce size of the isolation transformer. The paper shows how to build modulation scheme and two control loops for a 7-levels converter with grid-connected possibility. The good simulation results have demonstrated the effectiveness of this approach.

 

Key words: Mult I – level inverters (MLI)

 

 

 

41

---

Tải xuống tài liệu học tập PDF miễn phí

[sociallocker id=”19555″] Tải Xuống Tại Đây [/sociallocker]

---